管导通。当负载电流减小时，滤波电容放电时间延长，输出电压不会决速降低，开关管处于截止状态，直到输出电压降低到额定值以下，开关管才再次导通。开关管的截止时间取决于负载电流的大小。开关管的导通截止由电平开关从输出电压取样进行控制，因此这种非周期性开关电源极适合向间断性负载或变化较大的负载供电。初期的非周期性开关电源均采用它激式电路结构，由运算放大器组成电压比较器，将输出的取样电压变成控制电平，控制它激式振荡器的输出脉冲。当输出电压维持额定电压时比较器输出高电平，振荡器关断输出脉冲，使开关管截止。当输出电压降低时，比较器输出低电平，振荡器输出脉冲，使开关管导通。非周期性开关电源进人家用电器以后，为了简化电路，大多数采用自激振荡方式，直接采用稳压管作为电平开关。由于其控制过程为振荡状态和抑制状态或称阻塞状态的时间比，因此称为振荡抑制型变换器，简称型开关稳压器。在电路上的明显区别是开关电源由的取样误差放大器和直流放大器组成脉宽调制系统型电源只是由稳压管组成电平开关，控制开关管的通断。反激式自激变换器就是我们通常所指的电路，变压器储能电感的工作模式处于临界连续状态，可以方便的实现电流型控制，在结构上是单极点系统，容易得到快速稳定的响应，广泛应用于以下的开关电源中。由于要维持临界连续模式，并且变压器原边电流上升受输入电压影响，因此开关工作频率受输入电压和输出电流的影响，占空比也受输入电压的影响。在输入电压最高和空载时，工作频率最高。也正是因为工作频率波动较大，滤波电路的设计也相应较难。相对于它的缺点，电流的优势也比较突出。首先是电路结构简单，只需要少数分离原件就可以得到需专用芯片才能实现的电压输出性能，通过良好的设计就可以获得高效和可靠的工作。其次，许多与驱动有关的困难驱动波形变压器饱和等共页第页在自激变换器中得到很好的解决。而且，由于总是工作于完全能量传递模式，副边整流二极管正向导通电流到零，反向恢复电流和损耗很小，产生的振铃相对于不完全能量传递模式也要小很多，因此输出的高频杂音也要小很多。另外，原边主管开通始终是零电流，因此效率较高。早期的变换器只适用于小功率以下的开关电源。近年来，随着研究的深入，改进后的电路解决了交叉导通和变压器饱和等许多棘手问题，其廉价高效可靠的性能备受人们青睐。它的工作形式是完全能量传递型，用电流容易实现。在结构上是单极点系统，容易得到快速稳定的响应。为了减少传统变换器存在的开关损耗，提高效率，增大其输入电压的适应范围，改进型电路加入了恒流激励以及延迟导通电路。由于增加了恒流激励以及延迟导通电路，其振荡分析与传统的变换器有些不同，虽然其电路比较复杂，但其性能大有改善，能在范围内正常工作，可提供以上功率，其性价比大有提高。基于以上特点，电路在低成本高性能电源设备中广泛应用，例如低压小功率模块家用电气手机充电器等。共页第页第二章电路基础简介电路工作原理图工作基本原理图下面说明实际应用中电路的工作过程。图给出实际应用最多的方式的基本电路图。为简化稳态分析，可做如下近似忽略变压器漏感对主管的集射极电压的影响，实际使用时需要箝位主电路输出电容足够大，输出绕组电压箝位于输出电压稳态时电容上的电压保持不变稳态时电阻的作用可以忽略。电路的起动接通输入电源后，电流通过电阻流向开关晶体管的基极，导通，称为起动电流。在方式中，晶体管的集电极必然由零开始逐渐增加，如图所示。因此应尽量小点。共页第页图晶体管的电流波形此时变压器的次级绕组处于短路状态，从输入侧看来，电流全部流进线圈，电阻称为起动电阻。开关晶体管处于状态时旦进入状态，输入电压将加在变压器的初级绕组上。由在数比可知，基极线圈上产生的电压为该电压与导通极性相同，因此将维持的导通状态，此时基极电流是连续的稳定电流。设晶体管的基极发射极间的电压,二极管的正向电压为,则可表示为但是，从图可知，的集电极电流为次单调增函数，经过断时间后达到，集电极电流与直流电流放大倍数之间将呈现如致。变压器的设计方法开关稳压器中，变压器的设计是要点之，它的所有动作与特性几乎都取决于变压器的设计。特别是对于电路，甚至连振荡频率都是由变压器决定的。初级绕组的求法首先，求初级绕组的匝数。在方式中，因为磁通在磁芯曲线的上下半区都有变化，因此匝数的计算公式如下共页第页式中为线圈的外加电压为磁芯的磁通密度为磁芯的有效截面积。磁芯通常采用铁氧体材料，但是其最大磁通密度受温度影响而发生变化。因此，必须根据实际工作条件，从特征表中求得。下面计算电感值，并按最低输入电压的占空比来计算。如图所示，为三角波，设功率装换效率为输出功率为输入电压最小值为初级电流的平均值为，则初级电流的最大值为图变压器中线圈的电流波形求得初级绕组所必须电感为其他线圈的求法次级电流的峰值与输出电流的关系为那么次级绕组的电感为求得次级绕组的匝数共页第页式中为次级整流二极管的正向压降。然后来求基极绕组的匝数由的条件有由上述格式确定绕组匝数，但由于输出侧存在导线电压降，因此，实际上个绕组的匝数应该比计算结果稍多些。第二章简易基极驱动缺点及改进设计简易基极驱动的缺点在方式中，提供开关晶体管基极电流的驱动电路的损耗是非常大的。即使在最低输入电压条件下，驱动电流的大小也必须足以驱动开关晶体管。同时变压器绕组的电压的增加与输入电压成正比，上升，驱动电流也随之上升，而基极电阻损耗的增加与的平方成正比。另方面，驱动电流增加，必然会使稳压电路之路的电流增加。有时会引起如图所示的间歇振荡。间歇振荡是指在段时间内有开关动作，而相邻的下段时间无开关动作的现象。如此周而复始地循环下去，其周期变化可能，例如从数百赫兹到数千赫兹，因而将引起变压器等产生异常的噪音。共页第页图间歇振荡动作开关晶体管的恒流驱动设计如果能找到种恒流驱动方式，即虽然输入电压发生变化，但驱动电流不改变，那么上述问题就会迎刃而解，而且这里对具有恒流特性的精度要求并不高，采用图所示的电路就足够了。图基极恒流驱动该电路即便在输入电压发生变化，流过的电流也是恒定的。这样不仅尅大幅度减小的损耗，而且可以防止间歇振荡。采用该方法后，即使输入电压在间连续变化，电路也能正常工作。共页第页但实际上，即使采用上述方法，当输入近似为空载状态时，仍会引起间歇振荡。此时，如图所示，应该在直流输出端连接个泄放电阻，不过此时的功率全部为无用功率，因此应该把电流值调整到刚刚不引起间歇振荡的大小。图泄放电阻的效果共页第页第三章电路的建模与仿真建模及参数设计主要技术参数输入电源电压输入频率输出电压电流稳压精度,工作效率电磁兼容符合要求功率器件过流保护功能模块化低成本。基本电路参数的计算图电路图输入电压越低输出电流越大，振荡频率越低。由此，本设计中取振荡频率为，且此时晶体管的占空比。变压器绕组设计变压器电感及匝数的计算变压器的初级绕组的电流为三角锯齿状如图，因此电流的峰值是输入电流平均值的倍。设功率装换效率为，则有线圈的电感为共页第页由输出电压，则次级线圈电压由变压器的伏秒平衡可以得到从而得到匝数比为由于磁通变化只处在曲线的侧，由以下公式可确定所选择的方式变压器的匝数由于动作频率较低且输出功率很低，故采用的磁芯为生产的材质为的。所选定二次线圈的匝数为取匝所选定的次线圈匝数为取匝设最低输入电压，则求得基极绕组匝数为取匝变压器间隙的计算下面计算变压器的间隙。本例中磁芯是材质为的，则磁路的总间隙为实际的间隙纸板厚度为的半，即为。共页第页电压控制电路的设计首先，当处于时，线圈的电压为作为电压控制用的齐纳二极管两端的电压为由于变压器本身也有压降，因此实际应用的电压值稍高些的二极管。驱动电路设计开关晶体管的集射极实际电压波形如图所示。图开关管集电极电压波形由变为时，因变压器漏感磁通影响，而由次侧自二次则传输的能量产生。近似利用公式为求得是由次电路的电感成分所生成的浪涌电压。故集电极电压最高值为共页第页因此本例中采用的是高速高压开关电流用晶体管。设时，考虑定的余裕，取，必须的基极电流约为。于是基极电阻为最后取次级电容二极管的选定二极管关断时反向电压值为输出电容的选择电容器内所导通的文波电流，波形如图所示。图输出电容电流波形其有效值为当输入电压为最低而输出电流最大时，文波电流最大。此时纹波电流为共页第页其他参数的选定初级绕组的缓冲电路中，根据经验取，而放电常数应该小于关断时间的十分之。因此有则求得电容为最后取起动电阻的选择与起动电流有关，而起动电流最低有就足够了。因此起动电阻为基极电阻与变压器线圈之间连接的电容器的目的是加速的基极电流，改善电流的起动特性。该电路中，采用的薄膜电容器。设计电路的仿真最终设计的简易电路图如图所示。由于仿真电路的绕组变压器采用的是理想变压器，故在初级绕组上并联个的电感，同时由于变压器的漏感较小，所以忽略掉漏感。另外，仿真电路的所有二极管均采用理想二极管，不过其压降为。电路间歇振荡的研究摘要变换器通常是指自振式反激变换器。它是由较少的几个器件就可以组成的高效电路，已经广泛用于小功率电路离线工作状态。由于控制电路能够与少量分立元件起工作而不会出现差错，所以电路的总的花费要比普通的反激逆变器低。方面，当其控制电流过高时就会出现种间歇振荡现象，从而使得电路的振荡周期在很大范围内变化，类如例如从数百赫兹到